Расчет системы передачи электрической связи

 















Курсовая работа

«РАСЧЕТ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СВЯЗИ»


Введение


Информационно-коммуникационные сети являются технической основой современных информационных технологий, обеспечивающих информатизацию отрасли, региона, страны, всего мирового сообщества. Информатизация все больше и больше охватывает все отрасли народного хозяйства и обеспечивает, прежде всего, автоматизацию и управление как производством, так и другими службами. Для этой цели создаются базы и банки данных, которые с помощью средств связи обеспечивают доступ к любой информации любому пользователю. В современных условиях требуется интенсивное развитие как новых, так и традиционных систем связи, создание локальных и многотерминальных информационно-справочных сетей массового обслуживания.

Информация как совокупность знаний является главнейшим стратегическим ресурсом общества, его основным богатством, определяющим уровень развития общества, его цивилизованность.

Проблемы информатизации предъявляют весьма высокие требования, как к вычислительной технике, так и к технике связи. Для техники связи - это, прежде всего, требования: высоких скоростей (порядка Гигабит и более в секунду); малых коэффициентов ошибок (порядка 10-10...10-11); больших дальностей передачи (около 100 млн. км в системах космической связи); малых масс и энергопотребления оборудования.

На основе современной теории связи представляется возможным создать весьма совершенные системы связи, близкие по своим показателям к идеальной шенноновской системе. Однако, даже при использовании современных технологий, в том числе и высокоскоростной микропроцессорной техники, повышение эффективности существующих и вновь создаваемых систем связи с вышеназванными показателями, ставят перед ТЭС ряд новых нерешённых задач и проблем. Теорию электрической связи нельзя считать завершённой, она находится в постоянном движении и обновлении.


1. Структурная схема системы передачи и исходные данные


U(t) z(t) (t) (ti) (t)

Рис. 1. Структурная схема ЦСП сообщений


Таблица 1. Исходные данные

N0 варamin,Bamax,BFc, Гц jВид модуляцииN0, В2/ГцСпособ приёма210+6.410354ЧМ6.52*10-6некогерентный

. Источник сообщений


. Запишем аналитическое выражение и построим график одномерной плотности вероятности W(a) мгновенных значений сообщения a(t), рис. 2

Из условия нормировки:



. Найдем интегральную функцию распределения сообщения F(a) и построим её график.

информационный техника модулятор кодовый

3. Рассчитаем значение математического ожидания ma и дисперсии ?а2 сообщения a(t):



3. Дискретизатор


. Найдём максимально допустимый интервал дискретизации по времени ?t, пользуясь теоремой Котельникова:


?t ? 1 / 2*Fc, (?t)max = 1 / 2*Fc = 1 / (2*103) = 0.5*10-3 c = 0.5 мс


. Определим число уровней квантования L и скорость передачи символов на выходе дискретизатора:

= (amax - amin) / ?a = 6.4 / 0.1 = 64= 1 / ?t = 1/0.5*10-3 = 2*103 1/c


. Среднюю мощность шума квантования рассчитаем пор формуле:


Рш.кв = (?а)2 / 12 = 0,01 / 12 = 8.3333*10-4 В2 = 833.3 (мВ)2

4. Отношение средних мощностей сигнала и шума квантования:


Ра / Рш кв = ?а2 / ?ш кв = ((amax - amin)2*12) / (12* (?а)2) = L2 = 642 = 4096 =

= 10*Lg4096 = 36,12 дБ


. Рассматривая дискретизатор как источник дискретных сообщений с алфавитом L = 64, определим его энтропию Н(А) и производительность Н(A) при условии, что отсчеты, взятые через интервал ?t, статистически независимы:


Н(А) = log2 L = log2(2)k = k = 6 (бит/уровень)(A) = H(A) / ?t = 2*Fc*H(A) = 2*103*6 = 12*103 Бит/с = 12 kБит/с


. Кодер


. Определим число разрядов примитивного кода, необходимое для кодирования всех L = 64 уровней квантованного сообщения.

= H(A) = log2 64 = 6


. Запишем комбинацию примитивного двоичного кода, соответствующего передаче уровня j = 54:

? 0 27 + 0 26 + 1 25 + 1 24 + 0 23 + 1 22 + 1 21 + 0 20

. Разобьём полученную последовательность на две четырёхразрядные комбинации информационных символов с целью построения для каждой из них корректирующего кода Хэмминга (7,4)

. Построим порождающую матрицу данного кода в соответствии с соотношениями:

информационные символы: c1 = b1 c2 = b2 c3 = b3 c4 = b4

проверочные символы: c5 = b1х b2 х b3 c6 = b1х b3 х b4 c7 = b2х b3 х b4

В качестве порождающей матрицы G линейного блокового кода n,K (где n = 7 - общее число символов в кодовой комбинации, К = 4 - количество информационных символов) может служить прямоугольная матрица размера К х n, строками которой являются любые К = 4 ненулевые разрешённые комбинации. Удобно взять комбинации, информационные символы которых образуют единичную матрицу, а проверочные символы ?i,j определяются по формулам (4,4), приведенным выше:



Таким образом, порождающая матрица G кода Хэмминга (7,4) имеет вид:



. Используя порождающую матрицу G, выразим все Np = 2k = 24 =16 разрешенных кодовых комбинаций через строки матрицы G. Любую разрешённую кодовую комбинацию получим путём суммирования по модулю 2 двух, трёх или четырёх строк порождающей матрицы G. Нулевая комбинация получается путём суммирования любой строки «сама с собой».

Суммируя поочерёдно 1-ю строку со 2-й, 3-й, 4-й и с «самой собой» получим 4 разрешённые кодовые комбинации:

) 1 1 0 0 0 1 1; 2) 1 0 1 0 0 0 1; 3) 1 0 0 1 1 0 1; 4) 0 0 0 0 0 0 0

Суммируя вторую строку с 3-й и 4-й, получим:

) 0 1 1 0 0 1 0; 6) 0 1 0 1 1 1 0

Суммируя 3-ю строку с 4-й :

) 0 0 1 1 1 0 0

Суммируя 1-ю, 2-ю и 3-ю строки:

) 1 1 1 0 1 0 0

Суммируя 1-ю, 2-ю и 4-ю строки:

) 1 1 0 1 0 0 0

Суммируя 1-ю, 3-ю и 4-ю строки:

) 1 0 1 1 0 1 0

Суммируя 2-ю, 3-ю и 4-ю строки:

) 0 1 1 1 0 0 1

Суммируем все четыре строки:

) 1 1 1 1 1 1 1

Кроме того, имеются четыре исходные строки матрицы, которые дают ещё четыре разрешённые кодовые комбинации: 13) 1 0 0 0 1 1 0; 14) 0 1 0 0 1 0 1; 15) 0 0 1 0 1 1 1;

) 0 0 0 1 0 1 1

Таким образом, получены все 24 = 16 разрешённых комбинаций. Остальные Nз = 27-24 = 112 комбинаций кода Хэмминга (7,4) являются запрещенными.

. Используя результаты п.п. (4.3-4.5) закодируем передаваемую информационную последовательность:1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8

1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 1 1

с1 с2 с3 c4 с5 с6 с7 c1 c2 c3 c4 с5 с6 с7

В результате 8-ми разрядная последовательность информационных символов, соответствующая передаче уровня j = 54, записывается двумя комбинациями кода Хэмминга (7,4), содержащими 8 информационных и 6 проверочных, всего 14 символов:

. Определим скорость передачи кодовых символов Vc:

Vc = nL*V/R,


Где R = 4/7 - относительная скорость кода ХэммингаL - число информационных символовc = 8*2*103 /(4/7) = 28*103 1/с


. Модулятор


. Изобразим временные диаграммы первичного (модулирующего) сигнала b(t) и соответствующего ему частотно-модулированного (ЧМ) сигнала u(t). Кодовая комбинация b(t) корректирующего кода содержит 14 символов длительностью Т каждый.



Диаграммы b(t) и uчм(t) представлены:



. Запишем аналитическое выражение ЧМ-сигнала, связывающее его с первичным сигналом b(t):


uчм(t) = Um*cos 2? [ f0 + ?f b(t) ] t,


где Um =1 B - амплитуда сигнала ЧМ,

?f - девиация частоты;0 = 100Vc =100/T - несущая частота ЧМ - сигнала;


Т = (?t)max/14 = 1/(2*Fc*14) = 1/(2*103*14) = 35.714*10-6 с = 35.714 мкс0 = 100*(2*Fc*14) = 100*2*103*14 = 2.8*106 Гц = 2.8 МГц

При b(t) = 1 u1(t) = Um*cos 2*? [f0 + ?f ]*t = Um*cos 2*? *f1 *t

При b(t) = -1 u0(t) = Um*cos 2*? [f0 - ?f ]*t = Um*cos 2*? *f2 *t


Девиацию частоты ?f = (f1-f2)/2 выбираем из условия ортогональности ЧМ-сигналов u1(t) и u2(t). Это условие заключается в том, что скалярное произведение ЧМ-сигналов равно нулю, т.е. Т


(u1* u2) = ? u1(t) * u0(t) dt = 0


Ортогональность достигается, если девиация частоты ?f = ? / Т (?=1,2,3…-целое число). Выберем ?=1, ?f = 1 / Т, тогда разнос частот (f1-f2) = 2*?f = 2/Т получается минимальным и ширина спектра ЧМ-сигнала наименьшая.

. Запишем аналитическое выражение корреляционной функции первичного сигнала Вb(?) и построим её график. Для случайного синхронного двоичного (телеграфного) сигнала в [1, стр.78] приведена формула:



Т = 35.714 мкс; Вb(?) = 1 - 28*103 *? ? ?, В2

. Запишем аналитическое выражение спектральной плотности мощности (энергетического спектра) GB(f) первичного сигнала В(t). Расчёт GB(f) проведём с использованием теоремы Винера-Хинчина:

B(f) = 2*? Вb(?)*cos(2* ?* f * ?) d ? = T* (sin2[?*f *T])/(?*f *T)2


Результаты расчётов по этой формуле сведём в таблицу 2 и построим график GB(f):


Таблица 2

f, кГц01/4Т= 71/2Т= 143/4Т= 211/Т= 283/2Т= 422/Т= 565/2Т= 703/Т= 84GB(f), (мВ)2/Гц35.728.9514.473.2201.6100.580

Рис. 1


. Определим ширину ?Fв энергетического спектра GB(f):


?Fв = 1/Т = 1 / 35.714*10-6 = 28*103 Гц = 28 кГц


Полученное значение ?Fв отложим на графике.

. Запишем аналитическое выражение и построим диаграмму энергетического спектра Gu(f) частотно-модулированного сигнала:

m2 Um2 Um2 * T sin2[?(f-f1)T]m2 * T sin2[?(f-f2)T]


Для построения графика Gчм(f-f0) использованы результаты таблицы 2. Значения Gчм(f-f0) снижены в 2 раза по сравнению с GB(f), энергетический спектр смещён вверх по частоте на несущую f0. Кроме того, появились две дискретные линии (дельта-функции) на частотах f1=(f0+?f) и f2=(f0-?f), вокруг которых размещаются непрерывные спектры боковых колебаний. Мощность перекрывающейся части спектра мала и ею можно пренебречь по сравнению с мощностью двух основных лепестков спектра.


Рис. 2


. Ширина энергетического спектра ЧМ-сигнала определяется шириной двух главных лепестков около частот f1и f2 (рис.7)


?Fчм = 4 / Т = 4 / 35.714*10-6 = 112 кГц

6. Канал связи


. Запишем аналитическое выражение, связывающее входной и выходной сигналы в канале:

(t) = S(t) + n(t),


где S(t) - полезный сигнал на выходе канала;(t) - аддитивный гауссовский белый шум.

Если задан канал с постоянными параметрами, в котором возможен когерентный приём, то:

(t) = ? *u(t - ?)


Здесь ? = (a+1)/10 +1 - коэффициент передачи канала, (а - последняя цифра номера зачётной книжки);

? - время задержки при распространении сигнала по каналу связи. При этом форма исходного сигнала u(t) на выходе канала остаётся неизменной, сигнал S(t) только затухает в (1/?) раз и сдвигается по времени на интервал ?, пропорциональный длине канала связи. Поскольку форма сигнала S(t) на выходе канала известна точно, приём в таком канале - когерентный.

Найдем мощность шума на выходе канала:


Рш = N0 * ?Fфм = 6.52*10-6 * 112*103 = 0.7302 В2


. Рассчитаем отношение мощностей сигнала и шума на выходе канала. Задана ЧМ, это система с активной паузой, поэтому средняя мощность передаваемого сигнала в расчёте на один элемент длительностью Т:


Рс пер = (РС 0С1) / 2 = (Um2 / 2 + Um2 / 2) / 2 = Um2 / 2 = 0.5 B2


Коэффициент передачи канала по мощности равен:


? 2 = ((a+1)/10 +1)2 = ((1 + 1) / 10+1)2 = 1.44


Мощность сигнала на выходе канала:


Рс вых = Рс пер * ? 2 = 0.5 * 1.44 = 0.72 В2


Отсюда:


Рс вых / Рш = 0.72 / 0.7302 = 0.986 (-0.06 дБ)


В этом канале шум слишком велик и превышает сигнал по мощности. Связь по такому каналу невозможна. Уменьшим шум канала в 2 раз, приняв N0 = 3.26 *10-6 В2/Гц, тогда:


Рш = N0 * ?Fчм = 3.26*10-6 * 112*103 = 0.365 В2

Рс вых / Рш = 0.72 / 0.365 = 1.972 = 2.95 дБ


При таком отношении сигнал / шум связь по каналу возможна.

. Определим пропускную способность непрерывного канала:


с = ?Fчм* log2(1 + Рс вых / Рш) = 112 * 103 * log2(1 + 1.972) = 1.76*105 бит/с


. Рассчитаем эффективность использования пропускной способности непрерывного канала:


Кс = H(A) / с = 12 *103 / 1.76*105 = 0.068


. Демодулятор


В демодуляторе осуществляется оптимальная некогерентная обработка принимаемой с выхода канала связи смеси z(t) ЧМ-сигнала с белым гауссовским шумом.

. Запишем общее решающее правило приёма сигналов m-позиционного кода при условии, что:

(bi) = 1 / m = const; i = 1,2,3….m,


где p(bi) - априорная вероятность передачи символа bi.

Решающее правило, оптимальное по критерию идеального наблюдателя, обеспечивает минимум средней вероятности ошибки и записывается в виде:



где z - совокупность одного или нескольких отсчетов принятой реализации z(t), называемая выборкой сигнала;(bi / z) - апостериорная, т.е. найденная после опыта, заключающегося в наблюдении выборки z вероятность передачи символа bi.Согласно этому правилу необходимо сравнивать между собой значения апостериорных вероятностей для разных символов bi (i = 1,2,3….m) и принять решение в пользу того из них, вероятность которого максимальна. При p(bi) = 1 / m = const, решающее правило сводится к правилу максимального правдоподобия:



где W(z / bi) - условная плотность вероятности выборки z при передаче символа bi, называемая функцией правдоподобия этого события.

. Алгоритм некогерентного приёма двоичных сигналов с ЧМ в канале с белым гауссовским шумом записывается в виде :



где N0 - спектральная плотность белого шума в канале;0 (2V1 / N0) - функция Бесселя;i - энергия сигнала Si(t).

Блок обработки сигнала


Рис. 3

4. Рассчитаем среднюю вероятность ошибки при некогерентном приёме ЧМ по формуле:



где h2 = ESi / N0 - отношение энергии элемента сигнала к спектральной плотности белого шума N0.

2 = (Um2 * T * ? 2) / (2*N0)= (1 * 35.714*10-6 * 1.44) / (2 * 3.26*10-6) = 7.887


. При некогерентном приёме АМ:



Сравнивая эти формулы, видно, что переход от АМ к ЧМ позволяет при неизменной вероятности ошибки снизить энергию ЧМ-сигнала в 2 раза, что эквивалентно выигрышу в (10*lg2) = 3 дБ. Соответственно, переход от АМ к ОФМ позволит снизить энергию сигнала в 4 раза, т.е. получить выигрыш в 6 дБ. Таким образом, наиболее помехоустойчивой является система ОФМ, затем система с ортогональными сигналами - ЧМ, а наименее помехоустойчивой оказалась АМ - система с пассивной паузой.


8. Декодер


. Построим проверочную матрицу кода кода Хэмминга (7,4):



. Построим таблицу синдромов, соответствующую всем возможным вариантам одиночных ошибок. В качестве i-го синдрома (i = 1,2,3….7) возьмём i-й столбец проверочной матрицы Н:


Таблица 3

Номер элемента1234567Синдром ошибки110101111011100010001

. Вычислим синдром первой кодовой комбинаций, определённой в п.4.6

Если комбинация принята безошибочно, её синдром равен:

(b) = b5 пр х b5 контр, b6 пр х b6контр, b7 пр х b7 контр = (0,0,0)


здесь b5 контр = b1 пр х b2 пр х b3 пр - результат проверки на приёме,5 пр - фактически принятый контрольный символ.

Если ошибок нет, b5 контр = b5 пр, поэтому b5 пр х b5 контр = 0. Тот же результат получится по 6-му и 7-му контрольным символам, поэтому синдром будет нулевым, S = (0,0,0)

. Введём одиночную ошибку в кодовую комбинацию, инвертировав символ с номером i = |N1-7|=|1-7|= 6

. Проделаем аналогичную процедуру, введя дополнительную ошибку в любой кодовый символ, например в 1-й. Получим код (1 1 1 0 0 0 0), найдем синдром ошибки S = (1 0 0), указывающий по таблице синдромов на то, что ошибка произошла в 5-м символе. После её исправления внесём фактически ещё одну, уже третью ошибку и получим кодовую комбинацию вида (1 1 1 0 1 0 0).

. Определим вероятность необнаружения ошибки при использовании кода Хэмминга:

но =C37*p3,


где р - вероятность ошибки на выходе демодулятора.но =35*(6.96*10-3)3 = 1.18*10-5

7. Определим вероятность ошибки декодирования в режиме исправления ошибок для кода Хэмминга (7,4):дек = C27*p2,дек = 21*(9.69*10-3)2 = 1.97*10-3

. В итоге можно сделать вывод о том, что двойные ошибки только обнаруживаются кодом Хэмминга (7.4), но не исправляются.

Минимальное кодовое разрешение для этого кода dmin = 3. Кратность исправляемых ошибок qn = (dmin - 1) / 2 = 1, т.е код исправляет только одиночные ошибки. Кратность обнаруживаемых ошибок q0 = (dmin - 1) = 2. Если в кодовую комбинацию (п. 4.6) введены 2 ошибки, декодирование произойдёт с ошибкой. Данная запрещённая (с 2-мя ошибками) кодовая комбинация отстоит от истиной на расстоянии d = 2, а от ближайшей разрешённой отличается только в (dmin - 2) = 1 - в одном разряде, т.е отстоит на кодовом расстоянии d = 1. Поэтому происходит ложное исправление и ошибочный приём комбинации (1 1 1 0 1 0 0), отличающейся от переданной на d = 3 разряда. Однако двойные ошибки в коде происходят гораздо реже, чем одиночные, которые исправляются кодом Хэмминга (7.4).

9. Фильтр восстановитель


. Найдём значение частоты среза Fc идеального фильтра нижних частот (ФНЧ), при котором обеспечивается теоретически точное восстановление непрерывного сигнала. Как известно из теории дискретизации сигнала с ограниченным спектром, для его восстановления необходимо и достаточно использовать ФНЧ с Fc = Fв, где Fв - верхняя граничная частота спектра сигнала. В заданном варианте Fв = 103 Гц, поэтому Fс = 103 Гц.

. Изобразим АЧХ и ФЧХ идеального ФНЧ:


ФЧХ - ?(f) = - ?* ?з = -2 * ? * f * ?з,(f) = 0, f > Fс


где ?з - время задержки сигнала в ФНЧ

ФЧХ фильтра линейна, её наклон зависит от ?з. Выберем


?з = 3 / Fс = 6*?t=3*10-3=3 мс,


где ?t - интервал Котельникова

При этом ФЧХ:


?(f) = (-6* ? / Fс)*f, 0 ? f ? Fс


. Найдём импульсную характеристику g(t) фильтра - восстановителя:

(t) = ?ехр[j*?*(t - ?з)] df = (2*Fс) * [sin 2 ? *Fc*(t - ?з)] / [2?*Fc*(t - ?з)] =

= 2*103 *;

Результаты расчёта g(t) сведём в таблицу 4 и построим график g(t), рис. 10:


Таблица 4

t, мс00.250.50.7511.251.51.75g(t), кГц0-0.11600.1410-0.18200.225t, мс22.252.52.7533.253.53.75g(t), кГц0-0.42401.2721.270-0.424t, мс44.254.54.7555.255.55.75g(t), кГц00.2250-0.18200.1410-0.116

Как видно из таблицы нули импульсной характеристики g(t) отстоят друг от друга на интервал Котельникова ?t = 1 / (2*Fc) = 0.5 мс. Импульсная характеристика идеального ФНЧ бесконечна по длительности, а сам идеальный ФНЧ физически нереализуем.


Рисунок 4


Запишем условие физической реализуемости найденной импульсной характеристики g(t). Поскольку отклик реальной цепи не может возникнуть раньше, чем поступило воздействие на вход цепи, а импульс поступает на вход ФНЧ в момент t = 0, то g(t) = 0 при t ?0 есть условие физической реализуемости. При t < 0 на рис.10 показана g(t) идеального, физически нереализуемого ФНЧ. Выбор достаточно большой задержки в фильтре ?з = 3 / Fс = 6*?t позволяет реализовать ФНЧ, близкий к идеальному. При этом погрешность из-за отбрасывания хвоста g(t), t < 0 не превышает по максимуму 5% от gmax(?з) = 2 * Fс. Дальнейшее увеличение задержки ?з >3 / Fс нецелесообразно, т.к. его реализация усложняется, а погрешность g(t) снижается незначительно.


Заключение


Современная теория электрической связи использует понятия и методы из различных научных областей. Прежде всего, математики, физики, теории цепей и вычислительной техники. Все понятия и методы из этих областей образуют в курсе ТЭС определенное единство и должны рассматриваться как одно целое в рамках системного подхода, принятого на вооружение современной наукой. Основное понятие, использованное в курсе ТЭС, - понятие математической модели сообщений, сигналов, помех и каналов в системах связи. Все эти модели таковы, что позволяют с той или иной степенью полноты и точности осуществить две взаимосвязанные операции - анализ и синтез устройств преобразования сигналов. ТЭС развивалась так, что методы анализа часто обгоняли методы синтеза. Однако, в последнее время эта ситуация меняется коренным образом под влиянием широкого внедрения ЭВМ в практику научного поиска.

Практическая разработка новых систем сегодня все больше базируется на подходе, включающем следующие этапы: модель, алгоритм, программа. Переход к цифровым методам передачи различных сообщений и цифровой обработке сигналов на большей части тракта передачи при широком использовании микропроцессорной техники обеспечивает интеграцию средств связи и средств вычислительной техники. На этой основе создаются интегральные цифровые сети, в которых достигается не только наиболее полная интеграция по видам связи и услуг, но и интеграция технических средств передачи, обработки, коммутации, управления и контроля. Интегральные сети, объединяющие в единый комплекс вычислительные и информационные системы на базе ЭВМ, включая персональные компьютеры, образуют единую информационно-коммуникационную сеть.


Литература


  1. Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Коржик В.И., Назаров. М.В. Теория электрической связи / Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и связь, 2008.
  2. Кловский Д.Д., Шилкин В.А. Теория электрической связи. - Сб. задач и упражнений. - М.: Радио и связь, 1990.
  3. Кловский Д.Д., Шилкин В.А. Теория передачи сигналов в задачах.- М.:Связь, 1978.
  4. Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., Финк Л.М. Теория передачи сигналов /. - М.: Радио и связь, 1986.
  5. Кловский Д.Д. Теория передачи сигналов.- М.: Связь, 2010.
  6. РД ПГАТИ 2.11-2001. Выполнение и оформление курсовых проектов и работ. Правила и рекомендации. // Составители: Сапаров В.Е., Киреев В.Р., Горчакова М.Г. Самара, ПГАТИ, 2001.
  7. Методические разработки к лабораторным работам по 2 части курса «Теория электрической связи». Раздел 1// Составители: Николаев Б.И., Широков С.М. и др.- Самара, ПИИРС, 2007.
  8. Дж. Прокис «Цифровая связь» перевод с английского под редакцией Д.Д. ловского.-М.: Радио и связь, 2000.

Курсовая работа «РАСЧЕТ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СВЯЗИ» Введение Информ

Больше работ по теме:

Предмет: Информатика, ВТ, телекоммуникации

Тип работы: Курсовая работа (т)

Новости образования

КОНТАКТНЫЙ EMAIL: MAIL@SKACHAT-REFERATY.RU

Скачать реферат © 2018 | Пользовательское соглашение

Скачать      Реферат

ПРОФЕССИОНАЛЬНАЯ ПОМОЩЬ СТУДЕНТАМ