Электрические схемы RC- и RL-цепи
Содержание
Лабораторная работа №1
Лабораторная работа №2
Лабораторная работа №3
Лабораторная работа №4
Лабораторная работа №5
Лабораторная работа №1
В настоящее время имеется большое количество различных пакетов прикладных программ (ППП), используемых в инженерной практике. Графические интерфейсы многих ППП представляют собой стандартный многооконный интерфейс с ниспадающими и разворачивающимися меню и с характерными для Windows-приложений разделами: File, Edit, Options, Windows и т.д. Поэтому, освоив один из пакетов, пользователь сравнительно легко может перейти к использованию и других ППП.
Пакеты программ схемотехнического проектирования и моделирования семейства Micro-Cap (Microcomputer Circuit Analysis Program - «Программа анализа схем на микрокомпьютерах») фирмы Spectrum Software относятся к наиболее популярным системам автоматизированного проектирования электронных устройств. Последние версии Micro-Cap (далее МС), обладая большими сервисными возможностями, позволяют выполнять графический ввод и редактирование проектируемой схемы, проводить анализ характеристик аналоговых, цифровых и смешенных аналого-цифровых устройств. С помощью МС можно осуществить анализ электрических схем по постоянному току, рассчитать переходные процессы и частотные характеристики проектируемых схем, провести оптимизацию параметров схемы. Программы МС имеют средства синтеза пассивных и активных аналоговых фильтров, средства моделирования функциональных схем аналоговых и цифровых устройств, обладают возможностями построения 3-мерных графиков результатов моделирования и многое другое.
Электрические схемы RC- и RL-цепи с подсоединенными к ним источниками напряжения e(t) показаны на рис. 1.
Рис. 1
Простейшие электрические цепи, содержащие один энергоемкий элемент (конденсатор или индуктивность), описываются дифференциальными уравнениями первого порядка и поэтому называются электрическими цепями первого порядка. Цепи первого порядка обладают свойством инерционности, т.е. быстрое изменение приложенного к цепи напряжения независимого источника e(t) приводит к плавным изменениям напряжения на емкости (рис. 1, а) или тока в индуктивности (рис. 1, б).
При скачке напряжения e(t) = E0 ·1(t) на входе RC-цепи происходит заряд конденсатора током i(t). По мере увеличения заряда на обкладках конденсатора увеличиваются напряжение на конденсаторе UC(t) и энергия электрического поля, накапливаемого в конденсаторе. Для увеличения энергии конденсатора внешние силы (э. д. с. источника) должны совершить продолжительную работу, преодолевая силу кулоновского поля конденсатора C и сопротивление резистора R. Поэтому напряжение на конденсаторе в RC-цепи меняется плавно, стремясь к величине скачка входного воздействия E0:
.
Величина ? = RC называется постоянной времени и является важной характеристикой RC-цепи, определяющей скорость заряда конденсатора. Ток в цепи определяется выражением , а напряжение на резисторе будет меняться по закону .
В RL-цепи (рис. 1, б) изменение тока i(t) от внешнего источника e(t), протекающего через индуктивность, порождает явление самоиндукции, т.е. возникновение индукционного тока за счет изменения магнитного потока, сцепленного с индуктивностью L. Возникающая вследствие этого э. д. с. самоиндукции препятствует изменению тока в RL-цепи. Поэтому при подаче на вход RL-цепи скачка напряжения e(t) = E0 ·1(t) ток в цепи будет плавно увеличиваться, стремясь к своему максимальному значению I0 = E0/R. При этом увеличивается и энергия магнитного поля, накапливаемого в индуктивности. Постоянная времени RL-цепи определяется как ? = L/R и характеризует скорость изменения тока в цепи при воздействии на RL-цепь единичного скачка напряжения: . Напряжение на резисторе, очевидно, будет меняться по закону .
Линейные цепи первого порядка широко применяются для преобразования формы импульсных сигналов. Например, если в RC-цепи выходной сигнал снимается с емкости (рис. 6, а), то такая RC-цепь выполняет операцию приближенного интегрирования входного сигнала и называется интегрирующей RC-цепью. Если же выходной сигнал снимается с сопротивления, то RC-цепь выполняет операцию приближенного дифференцирования и называется дифференцирующей RC-цепью. Интегрирующая RC-цепь работает как фильтр нижних частот (ФНЧ), пропуская низкочастотные колебания и подавляя высокочастотные. Дифференцирующая RC-цепь напротив пропускает высокочастотный сигнал и подавляет низкочастотный, т.е. работает как фильтр высоких частот (ФВЧ).
RL-цепь (рис. 1, б) так же можно рассматривать как интегрирующую (выходной сигнал UR(t) снимается с резистора) или дифференцирующую (выходной сигнал - UL(t)) цепь и соответственно как фильтр нижних (ФНЧ) или высоких (ФВЧ) частот.
На рис. 7 приведены эпюры воздействующего напряжения e(t), напряжения UC(t) и тока iL(t) в рассмотренных схемах, полученные с помощью МС8. На графиках рис. 7 также показаны величины постоянных времени ?1 и ?2 соответственно для RC- и RL-цепей.
Рис. 2
Радиотехнические схемы, как правило, обладают частотно-избирательными свойствами, т.е. при воздействии на вход схемы гармонического колебания коэффициент передачи схемы (от входа к выходу) зависит от частоты входного сигнала. Зависимость К(f) = =Umвых/Umвх, где Umвых и Umвх - амплитуды выходного и входного колебаний, называется амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ). Частота, на которой коэффициент передачи К(f) = 0.707 (-3дБ), называется граничной (fГР) и для фильтров ФНЧ и ФВЧ она рассчитывается по формуле fГР = 1/2??. Поскольку при расчете АЧХ (режим анализа AC) программа МС8 подает на вход схемы колебание переменной частоты с амплитудой 1 В, то К(f) = Umвых. Это значит, что для получения в режиме АС амплитудно-частотной характеристики необходимо в окне задания параметров моделирования (AC Analysis Limits) ввести переменную, определяющую напряжение в точке выхода схемы (V(2) - для схем, изображенных на рис. 1. При изменении частоты воздействующего колебания меняется не только амплитуда выходного сигнала, но и фаза выходного колебания при неизменной фазе входного гармонического воздействия. Зависимость фазового сдвига от частоты называется фазочастотной характеристикой (ФЧХ) схемы. Для получения ФЧХ достаточно в окне AC Analysis Limits ввести переменную ph(V(1)). На рис. 8 показаны АЧХ и ФЧХ фильтра нижних частот (рис. 1, а), полученные с помощью программы МС8. На графиках отмечены точки, соответствующие верхней граничной частоте fГР = 3,7 МГц, фазовый сдвиг на fГР составляет 44,990. Для определения координат этих точек использовались команды:
Go to Y (Shift+Ctrl+Y) - перемещение выбранного электронного курсора в ближайшую точку с заданной координатой по оси Y;
Go to X (Shift+Ctrl+X) - перемещение выбранного электронного курсора в точку с заданной координатой по оси X;Left Cursor - нанесение на график координат левого курсора.
Рис. 3
Электрические цепи второго порядка содержат два энергоемких элемента - конденсатор и индуктивность. Математической моделью таких цепей служит дифференциальное уравнение второго порядка, поэтому порядок цепи так же равен двум. В идеале резистор в этих цепях может отсутствовать (R = 0), однако и соединительные проводники и катушка индуктивности имеют сопротивления, отличные от нуля (R > 0). Поэтому цепи второго порядка иногда называют RLC-цепями. В зависимости от того, каким способом в цепи соединены между собой индуктивность и конденсатор (последовательное или параллельное соединение), различают последовательный и параллельный колебательные контуры (рис. 4).
Рис. 4
RLC-цепи качественно отличаются от цепей первого порядка. В частности, в зависимости от соотношений между величинами элементов цепи переходные процессы в RLC-цепи носят апериодический (как в цепях первого порядка) или колебательный характер. В частотной области RLC-цепь обладает резонансными свойствами и рассматривается как узкополосный фильтр.
При выполнении моделирования переходных процессов в последовательном колебательном контуре ко входу схемы следует подключить источник импульсного напряжения (V1) с нулевым внутреннем сопротивлением, например Pulse Source (рис. 4, а). Тогда при окончании импульсного воздействия (т.е. при V(1) = 0) в RLC-цепи начинаются переходные процессы, зависящие только от величины заряда, накопленного в конденсаторе, и от параметров самой цепи.
По этим же соображениям ко входу параллельного колебательного контура (рис. 4, б) подключен источник импульсного тока с нулевой проводимостью. Тогда по окончании импульсного воздействия тока (I(0,1) = 0) только энергия магнитного поля, накопленная в индуктивности, и параметры схемы будут определять характер переходных процессов в контуре.
RLC-цепь характеризуется следующими параметрами:
- резонансная частота цепи (рад/с);
- декремент затухания, определяет скорость спада свободных колебаний в цепи;
- частота свободных колебаний цепи (рад/с);
- добротность RLC-цепи.
Частота f, выраженная в герцах, связана с круговой частотой ? известным соотношением: f = ?/2? [Гц].
При Q < 0,5 переходные процессы в цепи носят апериодический характер. Например, в схеме, приведенной на рис. 9, а, заряженный предварительно от источника V1 конденсатор C1 будет разряжаться через последовательно соединенные индуктивность L1, резистор R1 и внутреннее сопротивление источника (равное нулю). Энергия, накопленная в конденсаторе, будет полностью рассеяна в резисторе R1.
При Q > 0,5 RLC-цепь имеет режим свободных колебаний. Т.е. после окончания воздействия импульсного сигнала в RLC-цепи начинается колебательный процесс. В схеме рис. 9, а энергия, накопленная в конденсаторе (энергия электрического поля) в процессе его разряда перейдет в энергию магнитного поля индуктивности, что в свою очередь, вследствие самоиндукции, приведет к перезарядке конденсатора и т.д. Возникшие в RLC-цепи колебания напоминают колебания механического маятника, которые постепенно затухают из-за потерь при трении в подвеске маятника. Подобную роль в RLC цепи выполняет сопротивление резистора R1, препятствующего протеканию тока в контуре. При запас энергии, накопленный в цепи, в процессе возникших колебаний будет рассеиваться в сопротивлении R1, постепенно снижаясь до нуля.
В случае, когда добротность контура Q >> 1, возникшие в RLC цепи колебания носят устойчивый и продолжительный характер. В колебательном контуре отдельный резистор, как правило, отсутствует, однако при анализе схемы сопротивление R, обусловленное потерями в индуктивности, конденсаторе и монтажных проводниках, необходимо учитывать. Чем меньше сопротивление потерь, тем более узкополосным является фильтр.
Рис. 5
На рис. 5, а показаны диаграммы изменения падения напряжения на конденсаторе С1 и тока, протекающего в последовательном контуре (рис. 4, а) в режиме свободных колебаний при Q >> 1. Из рис. 5, а следует, что полученные гармоники сдвинуты относительно друг друга по фазе на 900: при максимальном (по модулю) падении напряжения на конденсаторе ток в цепи равен нулю, а при максимальном токе -напряжение на конденсаторе равно нулю (т.е. конденсатор полностью разряжен).
На рис. 5, б изображены АЧХ и ФЧХ последовательного контура (выходное напряжение снимается с узла 2 схемы рис. 4, а). На резонансной частоте (f0 = 3,183 МГц) коэффициент передачи цепи близок к нулю, поэтому такой фильтр называют режекторным. Полоса режекции фильтра по уровню 0,707 составляет 31,83 кГц. Для измерения полосы режекции (или полосы пропускания фильтра, показанного на рис. 4, б) и нанесения на график горизонтальной размерной линии необходимо в режиме электронного курсора воспользоваться командами Go to Y () и Tag Horizontal.
В линейных цепях параметры используемых элементов (резисторы, конденсаторы, индуктивности) не зависят от значений приложенных к ним напряжений или протекающего через них тока. Однако линейная теория анализа цепей оказывается справедливой только в определенных пределах этих значений. Так, сопротивление R= 10 Ом означает, что отношение падения напряжения на элементе к протекающему через него току равно десяти, независимо от величины этого тока. В действительности же любой реальный элемент таким постоянством не обладает. Например, сопротивление реальных резисторов зависит от температуры, которая в свою очередь определяется не только окружающей средой, но и тепловой энергией, рассеянной в резисторе за счет протекающего через него тока.
На практике при анализе линейных цепей непостоянством параметров элементов цепи часто пренебрегают в силу незначительности их изменений. В частности, зависимость сопротивления резистора от тока можно существенно уменьшить, если при проектировании схемы применить в электрической схеме резистор, способный рассеять расчетную мощность, преобразованную в теплоту. Тогда температура резистора, а значит и его сопротивление, будет определяться в основном температурой окружающей среды, т.е. условиями эксплуатации проектируемого устройства.
Существует обширный класс радиотехнических элементов и устройств, параметры которых существенно зависят от токов или напряжений. Такие элементы называются нелинейными (НЭ) и широко используются в радиотехнике. Для количественного описания свойств НЭ необходимо задать зависимости, определяющие связь между параметром элемента и величиной приложенного напряжения или тока. Такие зависимости принято называть характеристиками нелинейного элемента. В зависимости от типа характеристики можно выделить следующие простейшие нелинейные элементы.
Нелинейный резистивный элемент - полностью определяется зависимостью между током и напряжением: i=f(u) или u=f(i). Данная зависимость называется вольт-амперной характеристикой (ВАХ) нелинейного элемента. Примерами резистивных НЭ являются диоды, стабилитроны, варисторы и др.
Нелинейная емкость - характеризуется нелинейной зависимостью накопленного заряда от приложенного напряжения, т.е. по сути, зависимостью емкости элемента от напряжения: C=f(u), называемой вольт-фарадной характеристикой. В качестве примера элемента с нелинейной емкостью следует назвать варикап, который широко используется в радиоприемных и передающих устройствах для изменения резонансной частоты колебательных контуров.
Нелинейная индуктивность - характеризуется нелинейной связью потокосцепления и тока, которая задается функцией: L=f(i).
В качестве примера более сложного нелинейного устройства следует отметить транзисторы, которые относятся к классу безынерционных нелинейных четырехполюсников (рис.6). В этих полупроводниковых приборах выходной ток (в случае биполярного транзистора - ток коллектора) является сложной функцией не только напряжения, приложенного к коллектору, но и тока в базе транзистора.
Рис. 6
Нелинейность характеристик рассмотренных выше элементов принципиальна для их функционирования в составе соответствующих электронных устройств
Основные этапы моделирования
. Моделирование схем с резистивным НЭ
Рис. 7
Собрать схему, показанную на рис.7. Выбрать одну из доступных моделей диодов, например 1S2460. В режиме DC Analysis задать параметры для первой варьируемой переменной: Method - Auto, Name - V1, Range - 2 (изменение переменной V1 в диапазоне 0…2 В). В качестве независимой переменной указать напряжение на аноде диода V(1), а в окне X Expression задать переменную I(D1). Включите опцию Auto Scale Ranges и построить ВАХ. Используя режим электронного курсора (Cursor Mode), измерить сопротивление диода на линейном участке ВАХ. Для этого расположить левый и правый курсоры на линейном участке полученного графика на некотором расстоянии друг от друга. Параметр Slope (тангенс угла) для переменной I(D1), который в режиме Cursor Mode находится в нижней части окна графиков, по сути, определяет проводимость диода, а сопротивление - это величина, обратная проводимости.
Задав в окне Analysis Limits диапазон измерения температуры -40…+70 С0 и включив линейную (Linear) шкалу изменения температуры, повторите моделирование в режиме DC. С помощью команды Label Branches определить температуру для каждой из полученных ВАХ.
Заменить диод D1 в схеме рис. 12 на стабилитрон (Zener Diode), подсоединив его катодом к плюсу источника (встречное включение). Стабилитрон можно «сконструировать» самостоятельно, если в качестве модели диода выбрать GENERIC, а в открывшемся окне задания параметров моделирования диода установить, например, следующие значения: BV = 3 В (напряжение пробоя), RS = 4 Ом (объемное сопротивление диода). Построить ВАХ стабилитрона, задав пределы изменения напряжения источника V1 в пределах 0…4 В. Измерить напряжение стабилизации (пробоя).
Собрать схему дифференцирующей RC-цепи (рис. 8), подключив параллельно нагрузочному резистору R2 диод D1, используемый в п. 1.1. Сопротивление R1 = 50 Ом имитирует внутреннее сопротивление генератора V1.
Рис. 8
Значения величин R2, C1 выбрать из табл. 2 и установить следующие параметры генератора V1: амплитуда импульса - 10 В, начало переднего фронта - 0,1 мкс, длительность импульса TИ = 5R1C1, период повторения T = 2TИ. В режиме Transient построить графики функций: V(1), V(R1), V(3).
Поменять полярность включения диода и повторить п. 1.3. Проанализировать полученные результаты.
Собрать схему, приведенную на рис. 14, подключив к электрической цепи генератор Sine Source. Выбрать модель генератора - GENERAL и задать следующие параметры для моделирования:
F = 1 кГц; A = 10 В; DC = 0; PH = 0; RS = 1 Ом; RP = 0; TAU = 0.
Рис. 9
Схема рис. 9 представляет собой простейший однопериодный выпрямитель переменного тока. Резистор R1 служит в качестве нагрузки выпрямителя. Построить графики V(1), V(R1) и I(D1), задав максимальное время моделирования 10 мс. Графики V(1) и V(R1) разместить в одном графическом окне. Используя режим Cursor Mode и команду Tag Vertical, измерить величину пульсаций выходного сигнала (?U = UМАКС-UМИН) в конце переходного процесса, выделив курсором соответствующий фрагмент графика (команда Scale).
Провести многовариантный анализ схемы рис. 14, задав изменение величины резистора R1 в пределах 10…150 Ом с шагом 100 Ом. Определить характер влияния нагрузки на величину выходного напряжения.
Собрать схему, показанную на рис. 10, добавив в схему рис. 9 стабилизирующую цепочку, состоящую из исследованного ранее стабилитрона (п.1.2) и резистора R2. Резистор R3 выполняет роль нагрузочного сопротивления стабилизатора напряжения. Провести анализ схемы в режиме Transient, построив графики V(1), V(2), V(3) в одном графическом окне, а график I(D2) - в другом. Измерить стабилизированное напряжение, вырабатываемое схемой (узел 3). При проведении эксперимента убедиться, что значение параметра BV диода D1 равно 30 В, а диода D2 - 3 В.
Рис. 10
Заменить в схеме рис. 15 источник переменного напряжения на источник постоянного напряжения (Battery - пиктограмма ), установив величину напряжения источника 10 В. Вызвать диалоговое окно Preferences (пиктограмма ) и на закладке Options включить опцию Circuit Show Slider (размещение на схеме движковых переключателей номиналов резисторов и батарей). Провести анализ схемы в режиме постоянного тока (режим Dynamic DC) при V1 = 10 В. Определить значения узловых потенциалов, токов в ветвях схемы и мощностей, рассеиваемых на элементах схемы.
Меняя с помощью движкового переключателя напряжения на батарее V1, определить диапазон изменения напряжения в узле 1 схемы, при котором стабилитрон выполняет свои стабилизирующие функции, т.е. поддерживает постоянное напряжение в узле 3, близкое к измеренному в п.1.5. Номиналы других компонентов схемы не менять.
2.Исследование характеристик транзистора
Исследовать вольт-амперную характеристику транзистора, для чего собрать схему рис. 16, установив следующие параметры моделирования: I1 = 1 мА, V1 = 5 В. В качестве транзистора Q1 выбрать модель 2N2368.
Рис. 11
Включить режим DC и в строке Variable 1 задать имя первой варьируемой переменной - V1 с диапазоном изменения 0…5 В. Для второй переменной (Variable 1) указать имя I1 с диапазоном изменения 0…5 мА и с шагом 0,5 мА. Установить линейный метод варьирования обеих переменных. Для построения графика задать по оси X переменную Vce(Q1) - напряжение между коллектором и эмиттером транзистора Q1, а по оси Y указать переменную Ic(Q1) - ток коллектора. Включить опцию Auto Scale Ranges и построить вольт-амперные характеристики транзистора. Используя команду Label Branches, выявить зависимость характеристик Ic(Vce) от тока базы I1.
Собрать схему транзисторного усилителя, показанную на рис. 17. В качестве источника входного сигнала V1 использовать источник Sine Source, выбрав модель генератора - «1МГц» и задав амплитуду синусоидального сигнала 0,1 В. Используя режим Transient построить графики входного (V(V1)) и выходного (Vc(Q1)) напряжений.
электрический цепь напряжение конденсатор
Рис. 13
Измерить размах входного (?UВХ) и выходного (?UВЫХ) сигнала и рассчитать коэффициент усиления К = ?UВЫХ /?UВХ.
В режиме многовариантного анализа познакомиться с работой усилителя, установив вариацию входного напряжения в диапазоне 0.1…0.6 В с шагом 0.3 В. Определить величину входного сигнала, при котором наблюдаются искажения выходного сигнала.
Построить амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики усилителя, установив в режиме AC диапазон изменения частоты 1…100 МГц. Определить полосу пропускания усилителя.
Провести анализ режима схемы по постоянному току (Dynamic DC), отключив опцию Circuit Show Slider в окне Preferences.
Выйти из программы МС, не сохраняя содержимого рабочего окна.
Лабораторная работа №2
Схема:
Описание в PSPICE AD:
*1 kaskad*
r1 3 4 366004 0 112533 5 18006 7 1e-37 0 2201 4 1e-37 0 1e-3
c3 5 8 1e-3
q1 5 4 6 q2n2218
Расчет второго каскада
Схема:
Описание в PSPICE AD:
*2 kaskad*
r6 3 8 366008 0 112533 9 180010 11 1e-311 0 25011 0 1e-39 12 1e-3
q2 9 8 10 q2n2218
Расчет третьего каскада
Схема:
Описание в PSPICE AD:
*3 kaskad*
r11 3 12 10190012 0 307403 13 400014 15 1e-315 0 7042 0 2000015 0 1e-3
c7 13 2 1e-3
q3 13 12 14 q2n2218
Расчет устройства
Описание в PSPICE AD:
***cxema Valeev Ildar 5309***
**** CIRCUIT DESCRIPTION
*************************************************************
*1 kaskad*3 4 366004 0 11253
r3 3 5 18006 7 1e-37 0 2201 4 1e-37 0 1e-35 8 1e-35 4 6 q2n2218
*2 kaskad*3 8 366008 0 112533 9 180010 11 1e-311 0 25011 0 1e-39 12 1e-39 8 10 q2n2218
*3 kaskad*3 12 10190012 0 307403 13 400014 15 1e-315 0 7042 0 2000015 0 1e-313 2 1e-313 12 14 q2n22183 0 91 0 exp(0 -2e-6 0 1e-8 1e-8)
.tran 5e-6 1e-4
.print tran v(1) v(2)
.plot tran v(2)
.probe v(1) v(2)
.temp 0 25 100
.model q2n2218 npn
.lib c:/bipolar.lib
.end
1. Преобразуем источник напряжения на входе усилителя в источник тока с амплитудой пренебрегая влиянием входного сопротивления усилителя
. Составляем эквивалентную схему усилителя для области средних частот (структуру транзистора учитываем), и отмечаем на ней все напряжения и токи..
. Определим общий коэффициент усиления усилителя , охваченного цепью ОС, как отношение токов.
.Вычислим коэффициент усиления усилителя с разомкнутой цепью ООС.
. Находим коэффициенты усиления отдельных каскадов, полагая, что
Далее расчет ведем для разомкнутой цепи ООС
. Рассчитываем размах коллекторного тока () транзистора оконечного каскада.
,
где ?- коэффициент запаса по току; ?=0.85…0.95
7.Рассчитаем напряжение источника питания E.
. Из стандартного ряда принимаем:
. Рассчитываем выходную мощность каскада.
. Находим мощность, рассеиваемую коллектором VT2 в режиме покоя.
. Выбираем транзистор VT2.
; Ge ; ГT705Б
, кОм
МГц
А
В
К
МВт
К
К
К/Вт
К/Вт-50…1000,13,520233…31315000328358303
.Оцениваем работоспособность транзистора в заданных температурных условиях.
> ; 5>1.62 Вт
Транзистор соответствует данному температурному режиму.
. Выбираем сопротивление резистора .
МЛТ-0,5-1,8 кОм+5%
.Рассчитываем режим покоя транзистора VT2:
а) Принимаем ток коллектора покоя транзистора VT2 (), равным половине его максимального значения.
б) Вычисляем напряжение коллектор-эмитер в точке покоя.
в) Графически определяем ток и напряжение базы.
. Находим величины и в точке покоя.
. Строим гиперболу допустимой мощности рассеивания.
Определим уравновешивающий коэффициент.
mU=0.1 mI=0.02
. Определим динамический режим работы транзистора.
. Вычислим входное сопротивление оконечного каскада в точке покоя без учета базового делителя.
. Рассчитаем мощность, потребляемую базовой цепью транзистора.
. Рассчитаем выходную мощность каскада предварительного усиления.
где -коэффициент запаса, учитывающий потери мощности в цепи оконечного каскада; =(1,1…1,2)
. Вычисляем мощность, рассеиваемую коллектором VT1.
. Принимаем напряжение питания каскада:
Выбираем транзистор VT1: ГТ404Б
300>150
23. Определяем напряжение транзистора VT1.
24. Рассчитаем сопротивление резистора R1.
. Задаются током коллектора транзистора VT1 в режиме покоя.
. Вычисляем мощность, рассеиваемую резистором R1, и выбираем его тип.
МЛТ-0,125-2,0кОм+5%
. Определим ток базы покоя транзистора VT1.
. Составляем уравнения для базовой цепи VT1 в режиме покоя и считаем Rос.
. Найдем сопротивление предоконечного каскада.
. Рассчитаем коэффициент усиления по току предоконечного каскада.
. Вычислим коэффициент передачи цепи ОС.
. Находим фактическую глубину ОС по току Fрас.
. Рассчитаем фактический коэффициент усиления по току.
. Вычислим постоянную времени перезаряда разделительного конденсатора C1.
. Рассчитаем емкость конденсатора и выбираем его номинальное значение. Рабочее напряжение конденсатора выбираем из условия: Uн>E.
К50-6-16В 20мкФ
. Находим входное сопротивление усилителя с учетом ОС.
. Найдем коэффициент усиления предоконечного каскада по напряжению.
38. Определим значения Cф и Rф.
Зададимся падением напряжения на резисторе фильтра на уровне 0,1Е.
МЛТ-1-3,6Ом+5%
К50-6-25В 10мкФ
. Вычислим полный ток.
. Рассчитаем КПД.
Лабораторная работа №3
Электрические фильтры - это линейные или квазилинейные четырехполюсники, многополюсники, имеющие частотнозависимые коэффициенты передачи по мощности (), по напряжению (), по току
(). Вместо безразмерных коэффициентов передачи при анализе и синтезе фильтров широко применяется ослабление () в децибелах:
,
где , , - модули коэффициентов передачи.
Диапазон частот, где близок к 1, а ослабление близко к нулю, называется полосой пропускания. А там, где близок к 0, а ослабление составляет несколько десятков децибел - находится полоса задерживания (ослабление затухания). Между ПП и ПЗ находится переходная полоса частот. По расположению полосы пропускания в частотном диапазоне, электрические фильтры называют:
ФНЧ - фильтр нижних частот;
ФВЧ - фильтр верхних частот;
ПФ - полосовой фильтр;
РФ - режекторный фильтр.
На рис. 2 а, б, в, г и рис. 3 а, б, в, г приведены примеры графических требований к модулю коэффициента передачи полной мощности () и ослаблению (а) для фильтра нижних частот (ФНЧ), фильтра верхних частот (ФВЧ), полосового фильтра (ПФ) и режекторного фильтра (РФ), соответственно.
Кр Кр Кр Кр
1 1 1 1
П ПЗ ПП ПЗ ПЗ П П ПЗ ПП ПЗ ПП
0,5 0,5 0,5 0,5
f2 f3 f 0 f3 f2 f3н f2н f0 f2в f3в f2н f3н f0 f3в f2в
а) ФНЧ б) ФВЧ в) ПФ г) РФ
Рис. 2
а, дБ а, дБ а, дБ а, дБ
40 40 40 40
агар агар агар агар агар агар
20 20 20 20
Dа Dа Dа Dа
0 f2 f3 0 f3 f2 0 f3н f2н f0 f2в f3в 0 f2н f3н f0 f3в f2в
а) ФНЧ б) ФВЧ в) ПФ г) РФ
Рис. 3
На рис. 2 и рис. 3 обозначено:
ПП, ПЗ - полоса пропускания и полоса задерживания, соответственно;
f2 (f2Н, f2В) - граничная частота полосы пропускания фильтра;3 (f3Н, f3В) - граничная частота полосы задерживания фильтра;0 - средняя частота фильтра (для ПФ и РФ);
Кр - модуль коэффициента передачи полной мощности;
Dа - ослабление фильтра в полосе пропускания, (не более);
агар- ослабление фильтра в полосе задерживания, (не менее);
Кроме того, для электрических фильтров приняты обозначения:
(f2В - f2Н) = 2?fпп - полоса пропускания;
(f3В - f3Н) = 2?fп3 - полоса задерживания;3 / f2 = Кпр - коэффициент прямоугольности ФНЧ, ФВЧ;
2?fп3 / 2?fпп = Кпр - коэффициент прямоугольности ПФ, РФ.
Рассчитаем основные параметры эквивалентной схемы:
, т.е. nзвеньев=2
Формула для построения графика ослабления при f<f2 :
На рисунке 6 представлена промежуточная и окончательная эквивалентные схемы с идеальными LC элементами.
Рис. 6
После пересчета элементов имеем:
С1 = 0,44 нФ, L1=0,44 мГн, С2=0,88 нФ, L2=0,88 мГн.
аб
Рисунок 7
На рисунках 7а, 7б показаны графики ослабления и коэффициента передачи по напряжению.
График на рисунке 7б построен по формуле: . Сдвиг фазы, создаваемый фильтром будем считать в последующих расчетах нулевым.
Исходные данные приведены на рисунке 11.
Рисунок 11 - Исходные данные
Для рисунка 11: Uo= 0,1В, , Rг=500 Ом,
Аналитическое выражение для записи спектра(ряд Фурье) имеет вид:
,
где - - постоянная составляющая;
- амплитуда при синусах;
- амплитуда при косинусах;
, ?=arctg() - амплитуда и фаза произвольной гармоники входного сигнала;
- номер гармоник;
- частоты гармоник.
У чётных сигналов , а у нечётных . Кроме того может отсутствовать постоянная составляющая в сигнале.
При определении коэффициентов ряда Фурье функцию под знаком интеграла для чётных и нечётных функций можно задавать на части периода, а результат вычислений округлять в большую сторону.
Для сигнала на рисунке 9:
;
-для периода от 0 до T/4.
Функция в данном варианте чётная (т. е. ), содержит постоянную составляющую. Определяем :
Таким образом, в спектре сигнала нет чётных гармоник; но по четным порядкам сигнал равен нулю
С учётом этого, аналитическое выражении сигнала для сигнала на входе фильтра:
U(t)вхФ =a1cos(w1t)+a3 cos(3w1t)+a5 cos(5w1t)+b7 cos(7w1t)+…=0,127 cos(w1t)+0,042 cos(w1t)+ 0,025 cos(5w1t) + 0.018 cos(7w1t)+ 0.014 cos(9w1t)+…
Рисунок 12 - График амплитудного спектра сигнала
Лабораторная работа №4
Источники опорного напряжения служат для задания статического режима транзисторов. В качестве ИОН используют различные включения диода. Для получения низких напряжений используют прямое включение диода (рис 1).
рис. 1 а) рис. 1 б)
рис..1 в)
Для получения низких, но больше чем на 1 напряжений, используют последовательное включение диода (рис.2).
рис.2
Для получения большого напряжения используют обратное включение диода (рис.3).
рис3
Недостатки всех схем:
)низкая температурная стабильность;
)низкая нагрузочная способность;
Для термостабилизации используют отрицательную обратную связь с помощью дополнительного резистора:
При увеличении температуры растет диодный ток, увеличивается эмиттерное напряжение, падает напряжение на база-эмиттер
Рис.
Для увеличения нагрузочной стабильности ИОН используют схему, имеющую большое входное и малое выходное сопротивление (рис.4).
рис.4
рис.1
Рис.5
Дифференциальный усилитель ведет себя как усилитель в схеме с ОЭ.
Найдем входное сопротивление дифференциального усилителя.
Дифференциальный усилитель в режиме синфазного усиления.
В режиме синфазного усиления усилитель никогда не применяется, но он всегда имеет место - усиление помех.
рис.2
- отпирается по базе
Растет IБ1, IK1, IЭ1
IБ2, IK2, IЭ2 увеличивается, так же как и ,
так как
Найдем в этом режиме:
Это схема с ООС по току.
Коэффициент ослабления синфазного сигнала:
Композитное включение транзисторов
рис.5.5.4
Схема принципиальная электрическая интегрального операционного усилителя К140УД1
ДУ: с симметричным входом и симметричным выходом. Собран на транзисторах Т1 и Т2, а также Т3 с R2 - ГСТ; источник напряжения на транзисторе Т6(R6, R7).
ДУ: с симметричным входом на транзисторах: Т4 ,Т5, R5, R8. R4 - понижает напряжение питания ДУ1.
Таблица.1.
№ выводаЦель1-6; -12В2,3,12Контроль4Общий выход5Выход6,8,11Свободный выход9Инвертирующий вход10Не инвертирующий вход7+6; +12В
ВУ: сложный эмиттерный повторитель (усилитель с ОК) с коэффициентом передачи напряжения >1(за счет положительной обратной связи).
Т7, Т8, Т9, R9, R10, R11, R12.
Диод Д включен в обратное напряжение и используется как конденсатор для повышения устойчивости схемы.
Рассмотрим работу усилителя.
ДУ1: , Т1 отпирается по базе , растет напряжение на коллекторе и токи
,
Т2 - закрывается по базе. При этом наблюдается уменьшение токов на транзисторе, а также напряжение на коллекторе второго транзистора:
ДУ2: ,
Т4 - открывается по базе
. растет
Т5 (усилитель с ОБ)
На потенциал базы Т5 влияет и ток эмиттера и потенциал .
, то есть транзистор Т5 запирается и по эмиттеру и по базе.
Значит токи падают еще больше , а значит еще больше
ВУ:
,
Т7 - опирается по базе
растет
В цепи эмиттера Т7 включены последовательно , транзистор Т8 и (Т8+) - ГСТ, а последовательное включение (+ГСТ) - ТУН.
Лабораторная работа №5
В данной части работы проводилась проверка удовлетворения требований УМ по номинальному диапазону частот и необходимой равномерности АЧХ в рабочей полосе частот. Кроме того, проводился анализ спектральной плотности внутреннего шума УМ, при котором определяется относительный уровень шумов. По АЧХ видно, что полоса пропускания получилась больше, чем в описании.
Анализ спектральной плотности внутреннего шума позволяет оценить относительный уровень внутренних шумов усилителя. Резисторы и объёмные сопротивления транзисторов являются источниками теплового шума; кроме того, полупроводниковые приборы имеют дробовый шум и Фликкер-шум.
**** CIRCUIT DESCRIPTION
*************************************************************ACCT LIST NODE OPTS NOPAGE RELTOL=1E-4
.WIDTH OUT 80
.TEMP -60 27 80
.AC DEC 20 0.1 2000KHZ
.TRAN/OP 10uS 2mS
.SENS V(4,3)
.NOISE V(4) VIN
.FOUR 1KHZ V(2) V(4,3)
.WCase TRAN V(4,3) YMAX DEVICES Q
.PROBE
**************************************1 0 DC 13.22 0 AC 1V SIN(0 1 1000)
*VIN 2 0 PULSE(0 1V 0 0 0 50uS 2mS)
**************Resistors***************5 6 240K5 0 120K7 6 8.2K8 0 8.2K10 6 47023 9 120K9 3 300K_1 10 15 5K***_2 15 0 11K***12 13 120K15 16 120K15 27 120K1 11 4.7K_1 14 13 30K***_2 13 13 38K***4 14 270K1 18 1K1 22 1K19 0 1K20 0 1K4 3 4
*****************Capacitors***************2 5 680N6 0 47U
C3 7 12 330N8 23 330N9 3 5.1P11 0 47U4 13 5.1P1 0 330N1 0 4700U
**************Transistors*************7 5 8 KT3102B1 11 10 KT315G0 17 18 QKT973A0 21 22 QKT973A1 17 19 QKT972A1 21 20 QKT972A1 18 4 QKT972A0 19 4 QKT973A0 20 3 QKT973A1 22 3 QKT972A
************************ Opamps ****************************16 13 0 1 0 17 OP54427 9 0 1 0 21 OP544
*************************************************************
.MODEL KT3102B NPN(Is=3.628f BF=303.3 BR=3.201 Rb=37 Re=0 Rc=1.12
+Cjs=0 Cje=13.31p Cjc=11.02p Vje=690m Vjc=650m Tf=493.4f Tr=41.67n
+mje=330m mjc=330m VA=72 ISE=43.35n IKF=96.35m Ne=13.47 NF=1 NR=820m
+VAR=1e+30 IKR=100m ISC=5.5p NC=2 IRB=1e+30 RBM=0 XTF=2 VTF=50 ITF=120m
+PTF=0 XCJC=1 VJS=650m MJS=330m XTB=1.5 EG=1.11 XTI=3 KF=0 AF=1 FC=500m
+TNOM=27)
.MODEL KT315G NPN(Is=1.41f BF=90.35 BR=5.502 Rb=50 Re=0 Rc=2.5
+Cjs=0 Cje=8.063p Cjc=9.728p Vje=750m Vjc=750m Tf=179.3f Tr=35.05
+mje=370m mjc=570m VA=10.7 ISE=0 IKF=80m Ne=1.5 NF=1 NR=820m VAR=1e+30
+IKR=0 ISC=0 NC=2 IRB=1e+30 RBM=0 XTF=6 VTF=4 ITF=400m PTF=0 XCJC=1
+VJS=750m MJS=0 XTB=1.5 EG=1.11 XTI=3 KF=0 AF=1 FC=300m TNOM=27)
*--------------------- 544UD2A operational amplifier ----------------------
.SUBCKT OP544 1 2 3 4 5 6
*INP+(1) INP-(2) GND(3) +(4) -(5) OUTPUT(6)11 1 13 VT1
Q2 12 2 14 VT24 11 1989.43684 12 1989.436811 12 2.097749E-1213 10 1644.759114 10 1644.759110 5 .150001E-0310 3 .750000E-1110 3 133332.43 21 10 3 5.026548E-921 3 12 11 5.026548E-421 3 100K22 3 21 3 5.684105121 22 5PF22 3 .140000E+322 31 VD131 22 VD131 3 6 3 122 6 .600000E+026 24 VD225 6 VD24 24 .80323825 5 .803238
.MODEL VT1 NPN (IS=.800000E-15 BF=1428857.14)
.MODEL VT2 NPN (IS=.954739E-15 BF=157895.73)
.MODEL VD1 D (IS=5.3676E-24)
.MODEL VD2 D (IS=8.0E-16)
.ENDS OP544
************************************************************
.Subckt QKT972A 1 2 3
* Terminals: C B E * NPN1 2 4 KT3161 4 3 KT8194 3 100
.model KT316 NPN(Is=3.49f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=102 Bf=74.97 DEV=50% Ne=1.483
+ Ise=44.72f Ikf=.1322 Xtb=1.5 Var=55 Br=.2866 Nc=2 Isc=447f Ikr=.254
+ Rb=66.7 Rc=7.33 Cjc=3.934p Vjc=.65 Mjc=.33 Fc=.5 Cje=1.16p Vje=.69
+ Mje=.33 Tr=65.92n Tf=94.42p Itf=.15 Vtf=15 Xtf=2)
.model KT819 NPN(Is=114.5f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=80 Bf=176.5 DEV=50% Ise=1.231p
+ Ne=1.371 Ikf=3.193 Nk=.5458 Xtb=1.5 Br=1 Isc=1.185p Nc=1.533 Ikr=.4086
+ Rc=36.34m Rb=2 Cjc=1.183n Mjc=.3333 Vjc=.75 Fc=.5 Cje=1.635n Mje=.3333
+ Vje=.75 Tr=2.955u Tf=14.69n Itf=1.387 Xtf=.4251 Vtf=10)
.ENDS
.Subckt QKT973A 1 2 3
* Terminals: C B E * PNP1 2 4 KT3611 4 3 KT8184 3 100
.model KT361 PNP(Is=31.08f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=75 Bf=203.3 DEV=50% Ise=325.3f
+ Ne=1.534 Ikf=.2072 Nk=.5155 Xtb=1.5 Br=1 Isc=34.36f Nc=1.022
+ Ikr=3.163 Rc=3.748 Rb=70 Cjc=10.93p Mjc=.33 Vjc=.75 Fc=.5 Cje=18.5p
+ Mje=.33 Vje=.75 Tr=275.6n Tf=91.32p Itf=.1303 Xtf=1.762 Vtf=40)
.model KT818 PNP(Is=150.1f Xti=3 Eg=1.11 Vaf=70 Bf=135.8 DEV=50% Ise=2.436p
+ Ne=1.37 Ikf=6.563 Nk=.6668 Xtb=1.5 Br=1.6 Isc=2.847p Nc=1.564 Ikr=.24
+ Rc=74m Rb=1 Cjc=1.183n Mjc=.3333 Vjc=.75 Fc=.5 Cje=1.635n Mje=.3333
+ Vje=.75 Tr=2.65u Tf=20.02n Itf=.3063 Xtf=.8299 Vtf=10)
.ENDS
.END
**** SMALL SIGNAL BIAS SOLUTION TEMPERATURE = 27.000 DEG CNOMINALVOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE
( 1) 13.2000 ( 2) 0.0000 ( 3) 8.5380 ( 4) 8.5380
( 5) 3.9551 ( 6) 12.2210 ( 7) 8.9343 ( 8) 3.2990
( 9) 8.5378 ( 10) 12.4260 ( 11) 13.1370 ( 12) 8.5378
( 13) 8.5378 ( 14) 8.5378 ( 15) 8.5427 ( 16) 8.5427
( 17) 8.7374 ( 18) 9.7333 ( 19) 7.4044 ( 20) 7.4044
( 21) 8.7374 ( 22) 9.7333 ( 23) 8.5378 ( 27) 8.5427
(XQ3.4) 9.3936 (XQ4.4) 9.3936 (XQ5.4) 8.0028 (XQ6.4) 8.0028
(XQ7.4) 9.0065 (XQ8.4) 8.0700 (XQ9.4) 8.0700 (XQ10.4) 9.0065
(XDA1.10) 7.7098 (XDA1.11) 12.9930
(XDA1.12) 12.9930 (XDA1.13) 7.8808
(XDA1.14) 7.8806 (XDA1.21) -.0110
(XDA1.22) 8.7415 (XDA1.24) 12.3970
(XDA1.25) .8032 (XDA1.31) 8.7374
(XDA2.10) 7.7098 (XDA2.11) 12.9930
(XDA2.12) 12.9930 (XDA2.13) 7.8808
(XDA2.14) 7.8806 (XDA2.21) -.0110
(XDA2.22) 8.7415 (XDA2.24) 12.3970
(XDA2.25) .8032 (XDA2.31) 8.7374SOURCE CURRENTSCURRENT-3.239E-02
VIN 0.000E+00.VC 3.660E-12.VE 7.935E-12.VC 3.660E-12
XDA2.VE 7.935E-12POWER DISSIPATION 4.28E-01 WATTS
** INITIAL TRANSIENT SOLUTION TEMPERATURE = 27.000 DEG CNOMINALVOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE
( 1) 13.2000 ( 2) 0.0000 ( 3) 8.5380 ( 4) 8.5380
( 5) 3.9551 ( 6) 12.2210 ( 7) 8.9343 ( 8) 3.2990
( 9) 8.5378 ( 10) 12.4260 ( 11) 13.1370 ( 12) 8.5378
( 13) 8.5378 ( 14) 8.5378 ( 15) 8.5427 ( 16) 8.5427
( 17) 8.7374 ( 18) 9.7333 ( 19) 7.4044 ( 20) 7.4044
( 21) 8.7374 ( 22) 9.7333 ( 23) 8.5378 ( 27) 8.5427
(XQ3.4) 9.3936 (XQ4.4) 9.3936 (XQ5.4) 8.0028 (XQ6.4) 8.0028
(XQ7.4) 9.0065 (XQ8.4) 8.0700 (XQ9.4) 8.0700 (XQ10.4) 9.0065
(XDA1.10) 7.7098 (XDA1.11) 12.9930
(XDA1.12) 12.9930 (XDA1.13) 7.8808
(XDA1.14) 7.8806 (XDA1.21) -.0110
(XDA1.22) 8.7415 (XDA1.24) 12.3970
(XDA1.25) .8032 (XDA1.31) 8.7374
(XDA2.10) 7.7098 (XDA2.11) 12.9930
(XDA2.12) 12.9930 (XDA2.13) 7.8808
(XDA2.14) 7.8806 (XDA2.21) -.0110
(XDA2.22) 8.7415 (XDA2.24) 12.3970
(XDA2.25) .8032 (XDA2.31) 8.7374SOURCE CURRENTSCURRENT
V0 -3.239E-020.000E+00.VC 3.660E-12.VE 7.935E-12.VC 3.660E-12
XDA2.VE 7.935E-12POWER DISSIPATION 4.28E-01 WATTS
Больше работ по теме:
Предмет: Информатика, ВТ, телекоммуникации
Тип работы: Практическое задание
Новости образования
КОНТАКТНЫЙ EMAIL: [email protected]
Скачать реферат © 2017 | Пользовательское соглашение
ПРОФЕССИОНАЛЬНАЯ ПОМОЩЬ СТУДЕНТАМ